Amplificador operacional

Amplificador operacional

El μA741, uno de los primeros amplificadores operacionales integrados más populares
Tipo	Circuito discreto Circuito integrado
Inventado	Karl D. Swartzel Jr.
Configuración de pines	V + entrada no inversora V − entrada inversora Salida V​ V S+ fuente de alimentación positiva [nb 1] V S− fuente de alimentación negativa [nb 1]
Símbolo electrónico
Símbolo de diagrama de circuito de un amplificador operacional representativo. Los pines están etiquetados como se indica arriba.

Un amplificador operacional (a menudo op amp u opamp ) es un amplificador de voltaje electrónico acoplado a CC con una entrada diferencial , una salida (generalmente) de un solo extremo , ^[1] y una ganancia extremadamente alta . Su nombre proviene de su uso original para realizar operaciones matemáticas en computadoras analógicas .

Al utilizar retroalimentación negativa , las características de un circuito de amplificador operacional (por ejemplo, su ganancia, impedancia de entrada y salida , ancho de banda y funcionalidad) pueden determinarse mediante componentes externos y tienen poca dependencia de los coeficientes de temperatura o la tolerancia de ingeniería en el amplificador operacional en sí. Esta flexibilidad ha hecho que el amplificador operacional sea un componente básico popular en los circuitos analógicos .

En la actualidad, los amplificadores operacionales se utilizan ampliamente en la electrónica de consumo, industrial y científica. Muchos amplificadores operacionales de circuitos integrados estándar cuestan solo unos pocos centavos; sin embargo, algunos amplificadores operacionales integrados o híbridos con especificaciones de rendimiento especiales pueden costar más de 100 dólares estadounidenses . ^[2] Los amplificadores operacionales pueden empaquetarse como componentes o usarse como elementos de circuitos integrados más complejos .

El amplificador operacional es un tipo de amplificador diferencial . Otros tipos de amplificadores diferenciales incluyen el amplificador totalmente diferencial (un amplificador operacional con una salida diferencial en lugar de una salida de un solo extremo), el amplificador de instrumentación (generalmente construido a partir de tres amplificadores operacionales), el amplificador de aislamiento (con aislamiento galvánico entre la entrada y la salida) y el amplificador de retroalimentación negativa (generalmente construido a partir de uno o más amplificadores operacionales y una red de retroalimentación resistiva).

Las entradas diferenciales del amplificador consisten en una entrada no inversora (+) con voltaje V ₊ y una entrada inversora (−) con voltaje V ₋ ; idealmente el amplificador operacional amplifica solo la diferencia de voltaje entre las dos, que se denomina voltaje de entrada diferencial . El voltaje de salida del amplificador operacional V _out se da por la ecuación

${\displaystyle V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}),}$

donde A _OL es la ganancia de bucle abierto del amplificador (el término "bucle abierto" se refiere a la ausencia de un bucle de retroalimentación externo desde la salida a la entrada).

La magnitud de A _OL es típicamente muy grande (100.000 o más para amplificadores operacionales de circuitos integrados, correspondientes a +100  dB ). Por lo tanto, incluso pequeños microvoltios de diferencia entre V ₊ y V ₋ pueden hacer que el amplificador entre en saturación o recorte . La magnitud de A _{OL no está bien controlada por el proceso de fabricación, por lo que no es práctico utilizar un amplificador de bucle abierto como un} amplificador diferencial independiente .

Sin retroalimentación negativa , y opcionalmente retroalimentación positiva para la regeneración , un amplificador operacional de bucle abierto actúa como un comparador , aunque los circuitos integrados comparadores son más adecuados. ^[3] Si la entrada inversora se mantiene a tierra (0 V), y el voltaje de entrada V _in aplicado a la entrada no inversora es positivo, la salida será máxima positiva; si V _in es negativo, la salida será máxima negativa.

Si se desea un funcionamiento predecible, se utiliza retroalimentación negativa, aplicando una parte del voltaje de salida a la entrada inversora. La retroalimentación de bucle cerrado reduce en gran medida la ganancia del circuito. Cuando se utiliza retroalimentación negativa, la ganancia y la respuesta generales del circuito están determinadas principalmente por la red de retroalimentación, en lugar de por las características del amplificador operacional. Si la red de retroalimentación está formada por componentes con valores pequeños en relación con la impedancia de entrada del amplificador operacional, el valor de la respuesta de bucle abierto del amplificador operacional _AOL no afecta seriamente el rendimiento del circuito. En este contexto, una alta impedancia de entrada en los terminales de entrada y una baja impedancia de salida en los terminales de salida son características particularmente útiles de un amplificador operacional.

La respuesta del circuito de amplificador operacional con sus circuitos de entrada, salida y retroalimentación a una entrada se caracteriza matemáticamente por una función de transferencia ; el diseño de un circuito de amplificador operacional para que tenga una función de transferencia deseada pertenece al ámbito de la ingeniería eléctrica . Las funciones de transferencia son importantes en la mayoría de las aplicaciones de los amplificadores operacionales, como en las computadoras analógicas .

En el amplificador no inversor de la derecha, la presencia de retroalimentación negativa a través del divisor de tensión R _f , R _g determina la ganancia de bucle cerrado A _CL  = V _out / V _in . El equilibrio se establecerá cuando V _out sea suficiente para llevar la entrada inversora al mismo voltaje que V _in . La ganancia de voltaje de todo el circuito es, por tanto, 1 + R _f / R _g . Como ejemplo sencillo, si V _in  = 1 V y R _f  = R _g , V _out será 2 V, exactamente la cantidad necesaria para mantener V ₋ en 1 V. Debido a la retroalimentación proporcionada por la red R _f , R _g , este es un circuito de bucle cerrado .

Otra forma de analizar este circuito procede haciendo las siguientes suposiciones (normalmente válidas): ^[4]

1. Cuando un amplificador operacional funciona en modo lineal (es decir, no saturado), la diferencia de voltaje entre los pines no inversores (+) e inversores (−) es insignificantemente pequeña.
2. La impedancia de entrada de los pines (+) y (−) es mucho mayor que otras resistencias en el circuito.

La señal de entrada V _in aparece en los pines (+) y (−) según el supuesto 1, lo que da como resultado una corriente i a través de R _g igual a V _in / R _g :$${\displaystyle i={\frac {V_{\text{en}}}{R_{\text{g}}}}}$$

Dado que la ley de corriente de Kirchhoff establece que debe salir de un nodo la misma corriente que entra en él, y dado que la impedancia en el pin (−) es cercana al infinito según el supuesto 2, podemos suponer que prácticamente toda la misma corriente i fluye a través de R _f , creando un voltaje de salida$${\displaystyle V_{\text{salida}}=V_{\text{entrada}}+iR_{\text{f}}=V_{\text{entrada}}+\left({\frac {V_{\text{entrada}}}{R_{\text{g}}}}R_{\text{f}}\right)=V_{\text{entrada}}+{\frac {V_{\text{entrada}}R_{\text{f}}}{R_{\text{g}}}}=V_{\text{entrada}}\left(1+{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{g}}}}\right)}$$

Combinando términos, determinamos la ganancia de bucle cerrado A _CL :$${\displaystyle A_{\text{CL}}={\frac {V_{\text{salida}}}{V_{\text{entrada}}}}=1+{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{g}}}}}$$

Generalmente se considera que un amplificador operacional ideal tiene las siguientes características: ^{[5] [6] [7]}

• Ganancia de bucle abierto infinita G = v _salida / v _entrada
• Impedancia de entrada infinita R _en , y por lo tanto corriente de entrada cero
• Tensión de entrada de compensación cero
• Rango de voltaje de salida infinito
• Ancho de banda infinito con desplazamiento de fase cero y velocidad de respuesta infinita
• Impedancia de salida cero R _out y, por lo tanto, rango de corriente de salida infinito
• Cero ruido
• Relación de rechazo de modo común infinita (CMRR)
• Relación de rechazo de fuente de alimentación infinita .

Estos ideales pueden resumirse en dos reglas de oro :

1. En un bucle cerrado, la salida hace lo que sea necesario para que la diferencia de voltaje entre las entradas sea cero.
2. Las entradas consumen corriente cero. ^{[8] : 177}

La primera regla sólo se aplica en el caso habitual en el que el amplificador operacional se utiliza en un diseño de circuito cerrado (retroalimentación negativa, donde hay una ruta de señal de algún tipo que retroalimenta desde la salida a la entrada inversora). Estas reglas se utilizan comúnmente como una buena primera aproximación para analizar o diseñar circuitos de amplificadores operacionales. ^{[8] : 177}

Ninguno de estos ideales se puede realizar a la perfección. Un amplificador operacional real se puede modelar con parámetros no infinitos o no nulos utilizando resistencias y capacitores equivalentes en el modelo del amplificador operacional. El diseñador puede entonces incluir estos efectos en el rendimiento general del circuito final. Algunos parámetros pueden tener un efecto insignificante en el diseño final, mientras que otros representan limitaciones reales del rendimiento final.

Los amplificadores operacionales reales difieren del modelo ideal en varios aspectos.

Ganancia finita

La ganancia de lazo abierto es finita en los amplificadores operacionales reales. Los dispositivos típicos presentan una ganancia de CC de lazo abierto superior a 100.000. Mientras la ganancia de lazo (es decir, el producto de las ganancias de lazo abierto y retroalimentación) sea muy grande, la ganancia de lazo cerrado estará determinada completamente por la cantidad de retroalimentación negativa (es decir, será independiente de la ganancia de lazo abierto). En aplicaciones donde la ganancia de lazo cerrado debe ser muy alta (acercándose a la ganancia de lazo abierto), la ganancia de retroalimentación será muy baja y la ganancia de lazo más baja en estos casos provoca un comportamiento no ideal del circuito.

Impedancia de salida distinta de cero

Una baja impedancia de salida es importante para cargas de baja impedancia; para estas cargas, la caída de voltaje a través de la impedancia de salida reduce efectivamente la ganancia de lazo abierto. En configuraciones con una retroalimentación negativa de detección de voltaje, la impedancia de salida del amplificador se reduce efectivamente; por lo tanto, en aplicaciones lineales, los circuitos de amplificadores operacionales generalmente presentan una impedancia de salida muy baja.

Las salidas de baja impedancia generalmente requieren una corriente de reposo (es decir, inactiva) alta en la etapa de salida y disiparán más energía, por lo que los diseños de baja potencia pueden sacrificar intencionalmente la baja impedancia de salida.

Impedancias de entrada finitas

La impedancia de entrada diferencial del amplificador operacional se define como la impedancia entre sus dos entradas; la impedancia de entrada en modo común es la impedancia de cada entrada a tierra. Los amplificadores operacionales con entrada MOSFET suelen tener circuitos de protección que cortocircuitan eficazmente cualquier diferencia de entrada mayor que un umbral pequeño, por lo que la impedancia de entrada puede parecer muy baja en algunas pruebas. Sin embargo, siempre que estos amplificadores operacionales se utilicen en una aplicación típica de retroalimentación negativa de alta ganancia, estos circuitos de protección estarán inactivos. La polarización de entrada y las corrientes de fuga que se describen a continuación son un parámetro de diseño más importante para las aplicaciones típicas de amplificadores operacionales.

Capacitancia de entrada

La impedancia de entrada adicional debido a la capacitancia parásita puede ser un problema crítico para la operación de alta frecuencia, donde reduce la impedancia de entrada y puede causar cambios de fase.

Corriente de entrada

Debido a los requisitos de polarización o fuga , una pequeña cantidad de corriente ^{[nb 2]} fluye hacia las entradas. Cuando se utilizan altas resistencias o fuentes con altas impedancias de salida en el circuito, estas pequeñas corrientes pueden producir caídas de voltaje significativas. Si las corrientes de entrada coinciden, y la impedancia que mira hacia afuera de ambas entradas coincide, entonces esos voltajes en cada entrada serán iguales. Debido a que el amplificador operacional opera sobre la diferencia entre sus entradas, estos voltajes coincidentes no tendrán efecto. Es más común que las corrientes de entrada estén ligeramente desparejadas. La diferencia se llama corriente de compensación de entrada, e incluso con resistencias coincidentes se puede producir un pequeño voltaje de compensación (distinto del voltaje de compensación de entrada a continuación). Este voltaje de compensación puede crear compensaciones o derivas en el amplificador operacional.

Tensión de compensación de entrada

El voltaje de compensación de entrada es un voltaje requerido a través de los terminales de entrada del amplificador operacional para llevar el voltaje de salida a cero. ^{[9] [nb 3]} En el amplificador perfecto, no habría voltaje de compensación de entrada. Sin embargo, existe debido a imperfecciones en la etapa de entrada del amplificador diferencial de los amplificadores operacionales. El voltaje de compensación de entrada crea dos problemas: primero, debido a la alta ganancia de voltaje del amplificador, prácticamente asegura que la salida del amplificador entrará en saturación si se opera sin retroalimentación negativa, incluso cuando los terminales de entrada están conectados entre sí. Segundo, en una configuración de retroalimentación negativa de bucle cerrado, el voltaje de compensación de entrada se amplifica junto con la señal y esto puede representar un problema si se requiere una amplificación de CC de alta precisión o si la señal de entrada es muy pequeña. ^{[nb 4]}

Ganancia de modo común

Un amplificador operacional perfecto amplifica únicamente la diferencia de voltaje entre sus dos entradas, rechazando por completo todos los voltajes que son comunes a ambas. Sin embargo, la etapa de entrada diferencial de un amplificador operacional nunca es perfecta, lo que lleva a la amplificación de estos voltajes comunes hasta cierto punto. La medida estándar de este defecto se denomina relación de rechazo de modo común (CMRR). La minimización de la ganancia de modo común es importante en los amplificadores no inversores que funcionan con alta ganancia.

Rechazo de la fuente de alimentación

La salida de un amplificador operacional perfecto será independiente de las fluctuaciones de voltaje de la fuente de alimentación. Todo amplificador operacional real tiene una relación de rechazo de la fuente de alimentación (PSRR) finita que refleja qué tan bien el amplificador operacional puede rechazar el ruido en su fuente de alimentación para que no se propague a la salida. Con el aumento de la frecuencia, el rechazo de la fuente de alimentación generalmente empeora.

Efectos de la temperatura

El rendimiento y las propiedades del amplificador suelen cambiar, en cierta medida, con los cambios de temperatura. La variación de temperatura de la tensión de compensación de entrada es especialmente importante.

Deriva

Los parámetros reales del amplificador operacional están sujetos a cambios lentos a lo largo del tiempo y con cambios en la temperatura, las condiciones de entrada, etc.

Ancho de banda finito

Todos los amplificadores tienen un ancho de banda finito. En una primera aproximación, el amplificador operacional tiene la respuesta de frecuencia de un integrador con ganancia. Es decir, la ganancia de un amplificador operacional típico es inversamente proporcional a la frecuencia y se caracteriza por su producto ganancia-ancho de banda (GBWP). Por ejemplo, un amplificador operacional con un GBWP de 1 MHz tendría una ganancia de 5 a 200 kHz y una ganancia de 1 a 1 MHz. Esta respuesta dinámica, junto con la ganancia de CC muy alta del amplificador operacional, le da las características de un filtro de paso bajo de primer orden con una ganancia de CC muy alta y una frecuencia de corte baja dada por el GBWP dividido por la ganancia de CC.

El ancho de banda finito de un amplificador operacional puede ser la fuente de varios problemas, entre ellos:

Estabilidad

Asociada con la limitación del ancho de banda hay una diferencia de fase entre la señal de entrada y la salida del amplificador que puede provocar oscilaciones en algunos circuitos de retroalimentación. Por ejemplo, una señal de salida sinusoidal destinada a interferir destructivamente con una señal de entrada de la misma frecuencia interferirá de manera constructiva si se retrasa 180 grados formando una retroalimentación positiva . En estos casos, el circuito de retroalimentación se puede estabilizar por medio de una compensación de frecuencia , que aumenta la ganancia o el margen de fase del circuito de bucle abierto. El diseñador del circuito puede implementar esta compensación externamente con un componente de circuito separado. Alternativamente, la compensación se puede implementar dentro del amplificador operacional con la adición de un polo dominante que atenúe suficientemente la ganancia de alta frecuencia del amplificador operacional. La ubicación de este polo puede ser fijada internamente por el fabricante o configurada por el diseñador del circuito utilizando métodos específicos del amplificador operacional. En general, la compensación de frecuencia del polo dominante reduce aún más el ancho de banda del amplificador operacional. Cuando la ganancia de bucle cerrado deseada es alta, la compensación de frecuencia del amplificador operacional a menudo no es necesaria porque la ganancia de bucle abierto requerida es suficientemente baja; En consecuencia, las aplicaciones con alta ganancia de bucle cerrado pueden utilizar amplificadores operacionales con mayores anchos de banda.

Distorsión y otros efectos

Un ancho de banda limitado también produce menores cantidades de retroalimentación a frecuencias más altas, lo que produce mayor distorsión e impedancia de salida a medida que aumenta la frecuencia.

Los amplificadores operacionales de uso general y bajo costo típicos exhiben un GBWP de unos pocos megahertz. Existen amplificadores operacionales especiales y de alta velocidad que pueden alcanzar un GBWP de cientos de megahertz. Para circuitos de frecuencia muy alta, se suele utilizar un amplificador operacional con realimentación de corriente .

Ruido

Los amplificadores emiten ruido de forma intrínseca, incluso cuando no se aplica ninguna señal. Esto puede deberse al ruido térmico interno y al ruido de parpadeo del dispositivo. Para aplicaciones con alta ganancia o alto ancho de banda, el ruido se convierte en una consideración importante y puede ser necesario un amplificador de bajo ruido , que esté diseñado específicamente para un ruido intrínseco mínimo, para cumplir con los requisitos de rendimiento.

Saturación

La tensión de salida está limitada a un valor mínimo y máximo cercano a las tensiones de alimentación . ^{[nb 5]} La salida de los amplificadores operacionales más antiguos puede llegar a uno o dos voltios de los rieles de alimentación. La salida de los llamadosLos amplificadores operacionales de riel a riel pueden alcanzar milivoltios de los rieles de suministro cuando proporcionan corrientes de salida bajas.^[10]

Limitación de la velocidad de giro

El voltaje de salida del amplificador alcanza su tasa máxima de cambio, la velocidad de respuesta , que normalmente se especifica en voltios por microsegundo (V/μs). Cuando se produce una limitación de la velocidad de respuesta, los aumentos posteriores en la señal de entrada no tienen ningún efecto sobre la tasa de cambio de la salida. La limitación de la velocidad de respuesta suele deberse a la saturación de la etapa de entrada; el resultado es una corriente constante i que impulsa una capacitancia C en el amplificador (especialmente aquellas capacitancias utilizadas para implementar su compensación de frecuencia ); la velocidad de respuesta está limitada por d v /d t = i / C .

El slewing está asociado con el rendimiento de señal grande de un amplificador operacional. Considere, por ejemplo, un amplificador operacional configurado para una ganancia de 10. Sea la entrada una  onda de diente de sierra de 1 V, 100 kHz. Es decir, la amplitud es 1  V y el período es 10 microsegundos. En consecuencia, la tasa de cambio (es decir, la pendiente) de la entrada es 0,1 V por microsegundo. Después de la amplificación 10×, la salida debe ser un  diente de sierra de 10 V, 100 kHz, con una velocidad de slew correspondiente de 1  V por microsegundo. Sin embargo, el amplificador operacional 741  clásico tiene una especificación de velocidad de slew de 0,5 V por microsegundo para que su salida pueda aumentar a no más de 5  V en el período de 10 microsegundos del diente de sierra. Por lo tanto, si uno fuera a medir la salida, sería un  diente de sierra de 5 V, 100 kHz, en lugar de un  diente de sierra de 10 V, 100 kHz.

Consideremos ahora el mismo amplificador y un diente de sierra de 100 kHz, pero ahora la amplitud de entrada es de 100  mV en lugar de 1  V. Después de una amplificación de 10x, la salida es un  diente de sierra de 1 V y 100 kHz con una velocidad de respuesta correspondiente de 0,1  V por microsegundo. En este caso, el 741 con su  velocidad de respuesta de 0,5 V por microsegundo amplificará la entrada correctamente.

Los amplificadores operacionales de alta velocidad modernos pueden tener velocidades de respuesta superiores a 5000  V por microsegundo. Sin embargo, es más común que los amplificadores operacionales tengan velocidades de respuesta en el rango de 5 a 100  V por microsegundo. Por ejemplo, el amplificador operacional TL081 de uso general tiene una velocidad de respuesta de 13  V por microsegundo. Como regla general, los amplificadores operacionales de baja potencia y ancho de banda pequeño tienen velocidades de respuesta bajas. Por ejemplo, el amplificador operacional de micropotencia LT1494 consume 1,5 microamperios pero tiene un producto de ancho de banda de ganancia de 2,7 kHz y una  velocidad de respuesta de 0,001 V por microsegundo.

Relación entrada-salida no lineal

Es posible que el voltaje de salida no sea exactamente proporcional a la diferencia entre los voltajes de entrada, lo que produce distorsión. Este efecto será muy pequeño en un circuito práctico donde se utiliza una retroalimentación negativa sustancial.

Inversión de fase

En algunos amplificadores operacionales integrados, cuando se viola el voltaje de modo común publicado (por ejemplo, cuando una de las entradas se activa con uno de los voltajes de suministro), la salida puede cambiar a la polaridad opuesta a la esperada en el funcionamiento normal. ^{[11] [12]} En tales condiciones, la retroalimentación negativa se vuelve positiva, lo que probablemente haga que el circuito se bloquee en ese estado.

Corriente de salida limitada

La corriente de salida debe ser finita. En la práctica, la mayoría de los amplificadores operacionales están diseñados para limitar la corriente de salida para evitar daños al dispositivo, normalmente alrededor de 25 mA para un amplificador operacional con circuito integrado tipo 741. Los diseños modernos son electrónicamente más robustos que las implementaciones anteriores y algunos pueden soportar cortocircuitos directos en sus salidas sin sufrir daños.

Voltaje de salida limitado

El voltaje de salida no puede superar el voltaje de la fuente de alimentación suministrada al amplificador operacional. La salida máxima de la mayoría de los amplificadores operacionales se reduce aún más en cierta medida debido a las limitaciones en el circuito de salida. Los amplificadores operacionales de riel a riel están diseñados para niveles de salida máximos. ^[10]

Corriente de salida del disipador de calor

La corriente de salida absorbida es la corriente máxima que se permite absorber en la etapa de salida. Algunos fabricantes proporcionan un gráfico de voltaje de salida en función de la corriente de salida absorbida que da una idea del voltaje de salida cuando absorbe corriente de otra fuente en el pin de salida.

Potencia disipada limitada

La corriente de salida fluye a través de la impedancia de salida interna del amplificador operacional, lo que genera calor que debe disiparse. Si el amplificador operacional disipa demasiada energía, su temperatura aumentará por encima de un límite seguro. El amplificador operacional debe apagarse o corre el riesgo de sufrir daños.

Los amplificadores operacionales FET o MOSFET integrados modernos se aproximan más al amplificador operacional ideal que los CI bipolares en lo que respecta a la impedancia de entrada y las corrientes de polarización de entrada. Los bipolares son generalmente mejores en lo que respecta a la compensación de voltaje de entrada y, a menudo, tienen menos ruido. En general, a temperatura ambiente, con una señal bastante grande y un ancho de banda limitado, los amplificadores operacionales FET y MOSFET ahora ofrecen un mejor rendimiento.

Un ejemplo de amplificador operacional de transistor bipolar, que se encuentra en muchos fabricantes y en muchos productos similares, es el circuito integrado 741 diseñado en 1968 por David Fullagar en Fairchild Semiconductor a partir del diseño del circuito integrado LM301 de Bob Widlar . ^[13] En este análisis, utilizamos los parámetros del modelo híbrido-pi para caracterizar las características de emisor conectado a tierra de señal pequeña de un transistor. En este modelo, la ganancia de corriente de un transistor se denota h _fe , más comúnmente llamada β. ^[14]

El amplificador operacional 741 es un circuito integrado de pequeña escala que comparte con la mayoría de los amplificadores operacionales una estructura interna que consta de tres etapas de ganancia: ^[15]

1. Amplificador diferencial (delineado en azul oscuro): proporciona alta amplificación diferencial (ganancia), con rechazo de señal de modo común , bajo ruido, alta impedancia de entrada y controla un
2. Amplificador de voltaje (delineado en magenta ): proporciona una ganancia de alto voltaje, una reducción de frecuencia unipolar y, a su vez, controla el
3. Amplificador de salida (delineado en cian y verde ): proporciona alta ganancia de corriente (baja impedancia de salida ), junto con limitación de corriente de salida y protección contra cortocircuito de salida.

Además, contiene un circuito de polarización de espejo de corriente (delineado en rojo) y un condensador de compensación (30 pF).

La etapa de entrada consta de un amplificador diferencial en cascada (delineado en azul oscuro) seguido de una carga activa de espejo de corriente . Esto constituye un amplificador de transconductancia , que convierte una señal de tensión diferencial en las bases de Q1, Q2 en una señal de corriente en la base de Q15.

Se trata de dos pares de transistores en cascada que satisfacen requisitos contrapuestos. La primera etapa consta del par de emisor-seguidor NPN acoplado Q1, Q2 que proporciona una alta impedancia de entrada. La segunda etapa es el par de base común PNP acoplado Q3, Q4 que elimina el indeseable efecto Miller ; acciona una carga activa Q7 más el par acoplado Q5, Q6.

Esa carga activa se implementa como un espejo de corriente de Wilson modificado ; su función es convertir la señal de corriente de entrada (diferencial) en una señal de un solo extremo sin las pérdidas del 50 % asociadas (lo que aumenta la ganancia de bucle abierto del amplificador operacional en 3 dB). ^{[nb 6]} Por lo tanto, una corriente diferencial de pequeña señal en Q3 versus Q4 aparece sumada (duplicada) en la base de Q15, la entrada de la etapa de ganancia de voltaje.

La etapa de ganancia de voltaje (clase A) (delineada en magenta ) consta de los dos transistores NPN Q15 y Q19 conectados en una configuración Darlington y utiliza el lado de salida del espejo de corriente formado por Q12 y Q13 como su carga de colector (dinámica) para lograr su alta ganancia de voltaje. El transistor de sumidero de salida Q20 recibe su excitación base de los colectores comunes de Q15 y Q19; el desplazador de nivel Q16 proporciona la excitación base para el transistor de fuente de salida Q14. El transistor Q22 evita que esta etapa entregue una corriente excesiva a Q20 y, por lo tanto, limita la corriente de sumidero de salida.

La etapa de salida (Q14, Q20, resaltada en cian) es un amplificador de clase AB . Proporciona un control de salida con una impedancia de ~50  Ω, en esencia, ganancia de corriente. El transistor Q16 (resaltado en verde) proporciona la corriente de reposo para los transistores de salida y el Q17 limita la corriente de la fuente de salida.

Los circuitos de polarización proporcionan una corriente de reposo adecuada para cada etapa del amplificador operacional.

La resistencia (39 kΩ) que conecta Q11 y Q12 (conectados por diodo), y la tensión de alimentación dada ( V _{S +}  −  V _{S −} ), determinan la corriente en los espejos de corriente , (pares emparejados) Q10/Q11 y Q12/Q13. La corriente del colector de Q11, i ₁₁ × 39 kΩ = V _{S +} − V _{S −} − 2  V _BE . Para la típica V _S = ±20 V, la corriente permanente en Q11 y Q12 (así como en Q13) sería ~1 mA. Una corriente de alimentación para un 741 típico de aproximadamente 2 mA concuerda con la noción de que estas dos corrientes de polarización dominan la corriente de alimentación en reposo. ^[16]

Los transistores Q11 y Q10 forman un espejo de corriente de Widlar , con corriente de reposo en Q10 i ₁₀ tal que ln( i ₁₁  / i ₁₀ ) = i ₁₀  × 5 kΩ / 28 mV, donde 5 kΩ representa la resistencia del emisor de Q10, y 28 mV es V _T , el voltaje térmico a temperatura ambiente. En este caso i ₁₀  ≈ 20 μA.

El circuito de polarización de esta etapa se establece mediante un bucle de retroalimentación que obliga a que las corrientes del colector de Q10 y Q9 coincidan (casi). Cualquier pequeña diferencia en estas corrientes proporciona un impulso para la base común de Q3 y Q4. ^{[nb 7]} Las corrientes de reposo sumadas a través de Q1 y Q3 más Q2 y Q4 se reflejan desde Q8 a Q9, donde se suman con la corriente del colector en Q10, y el resultado se aplica a las bases de Q3 y Q4.

Las corrientes de reposo a través de Q1 y Q3 (también Q2 y Q4) i ₁ serán entonces la mitad de i ₁₀ , del orden de ~10 μA. La corriente de polarización de entrada para la base de Q1 (también Q2) ascenderá a i ₁  / β; típicamente ~50 nA, ^[16] lo que implica una ganancia de corriente h _fe  ≈ 200 para Q1 (también Q2).

Este circuito de retroalimentación tiende a llevar el nodo base común de Q3/Q4 a un voltaje V _com  − 2  V _BE , donde V _com es el voltaje de entrada en modo común. Al mismo tiempo, la magnitud de la corriente de reposo es relativamente insensible a las características de los componentes Q1–Q4, como h _fe , que de otro modo causarían dependencia de la temperatura o variaciones de una parte a otra.

El transistor Q7 hace que Q5 y ​​Q6 conduzcan hasta que sus corrientes de colector (iguales) coincidan con las de Q1/Q3 y Q2/Q4. La corriente de reposo en Q7 es V _BE  / 50 kΩ, aproximadamente 35 μA, al igual que la corriente de reposo en Q15, con su punto de funcionamiento coincidente. Por lo tanto, las corrientes de reposo se emparejan en Q1/Q2, Q3/Q4, Q5/Q6 y Q7/Q15.

Las corrientes de reposo en Q16 y Q19 están determinadas por el espejo de corriente Q12/Q13, que funciona a ~1 mA. La corriente del colector en Q19 sigue esa corriente de reposo. ^{[ Se necesita más explicación ]}

En el circuito que involucra a Q16 (conocido como diodo de goma o multiplicador V _BE ), la resistencia de 4,5 kΩ debe conducir aproximadamente 100 μA, con V _BE de Q16 aproximadamente 700 mV. Entonces V _CB debe ser de aproximadamente 0,45 V y V _CE de aproximadamente 1,0 V. Debido a que el colector Q16 es impulsado por una fuente de corriente y el emisor Q16 conduce hacia el sumidero de corriente del colector Q19, el transistor Q16 establece una diferencia de voltaje entre la base Q14 y la base Q20 de ~1 V, independientemente del voltaje de modo común de las bases Q14/Q20. La corriente permanente en Q14/Q20 será un factor exp(100 mV mm/ V _T ) ≈ 36 más pequeño que la corriente de reposo de 1 mA en la porción de clase A del amplificador operacional. Esta (pequeña) corriente permanente en los transistores de salida establece la etapa de salida en operación de clase AB y reduce la distorsión de cruce de esta etapa.

Una pequeña señal de voltaje de entrada diferencial da lugar, a través de múltiples etapas de amplificación de corriente, a una señal de voltaje mucho mayor en la salida.

La etapa de entrada con Q1 y Q3 es similar a un par acoplado al emisor (par de cola larga), con Q2 y Q4 agregando algo de impedancia degenerativa. La impedancia de entrada es relativamente alta debido a la pequeña corriente a través de Q1-Q4. Un amplificador operacional 741 típico tiene una impedancia de entrada diferencial de aproximadamente 2 MΩ. ^[16] La impedancia de entrada de modo común es incluso mayor, ya que la etapa de entrada funciona a una corriente esencialmente constante.

Una tensión diferencial V _in en las entradas del amplificador operacional (pines 3 y 2, respectivamente) da lugar a una pequeña corriente diferencial en las bases de Q1 y Q2 i _in  ≈ V _in  / (2 h _ie h _fe ). Esta corriente diferencial de base provoca un cambio en la corriente diferencial de colector en cada ramal por i _in h _fe . Introduciendo la transconductancia de Q1, g _m  = h _fe  / h _ie , la corriente (de pequeña señal) en la base de Q15 (la entrada de la etapa de ganancia de tensión) es V _in g _m  / 2.

Esta parte del amplificador operacional cambia inteligentemente una señal diferencial en las entradas del amplificador operacional a una señal de un solo extremo en la base de Q15, y de una manera que evita descartar de manera desperdiciada la señal en cualquiera de las patas. Para ver cómo, observe que un pequeño cambio negativo en el voltaje en la entrada inversora (base de Q2) lo saca de la conducción, y esta disminución incremental en la corriente pasa directamente del colector de Q4 a su emisor, lo que resulta en una disminución en la excitación de la base para Q15. Por otro lado, un pequeño cambio positivo en el voltaje en la entrada no inversora (base de Q1) impulsa a este transistor a la conducción, lo que se refleja en un aumento en la corriente en el colector de Q3. Esta corriente impulsa a Q7 aún más en la conducción, lo que activa el espejo de corriente Q5/Q6. Por lo tanto, el aumento en la corriente del emisor de Q3 se refleja en un aumento en la corriente del colector de Q6; las corrientes de colector aumentadas se desvían más del nodo del colector y dan como resultado una disminución en la corriente de excitación de la base para Q15. Además de evitar desperdiciar 3 dB de ganancia aquí, esta técnica disminuye la ganancia del modo común y el ruido de transmisión de la fuente de alimentación.

Una señal de corriente i en la base de Q15 da lugar a una corriente en Q19 de orden i β ² (el producto de la h _fe de cada uno de Q15 y Q19, que están conectados en un par Darlington ). Esta señal de corriente desarrolla un voltaje en las bases de los transistores de salida Q14 y Q20 proporcional a la h _ie del transistor respectivo.

Los transistores de salida Q14 y Q20 están configurados cada uno como seguidores de emisor, por lo que no se produce allí ganancia de voltaje; en cambio, esta etapa proporciona ganancia de corriente, igual a la h _fe de Q14 y Q20.

La ganancia de corriente reduce la impedancia de salida y, aunque la impedancia de salida no es cero, como lo sería en un amplificador operacional ideal, con retroalimentación negativa se acerca a cero a bajas frecuencias.

La ganancia de voltaje de pequeña señal en bucle abierto neto del amplificador operacional está determinada por el producto de la ganancia de corriente h _fe de unos 4 transistores. En la práctica, la ganancia de voltaje para un amplificador operacional típico de estilo 741 es del orden de 200.000, ^[16] y la ganancia de corriente, la relación entre la impedancia de entrada (~2−6  MΩ) y la impedancia de salida (~50  Ω) proporciona aún más ganancia (de potencia).

El amplificador operacional ideal tiene una relación de rechazo de modo común infinita o una ganancia de modo común cero.

En el presente circuito, si los voltajes de entrada cambian en la misma dirección, la retroalimentación negativa hace que el voltaje de base de Q3/Q4 siga (con 2 V _BE por debajo) las variaciones del voltaje de entrada. Ahora, la parte de salida (Q10) del espejo de corriente Q10-Q11 mantiene constante la corriente común a través de Q9/Q8 a pesar de la variación del voltaje. Las corrientes de colector de Q3/Q4 y, en consecuencia, la corriente de salida en la base de Q15, permanecen inalteradas.

En el amplificador operacional 741 típico, la relación de rechazo de modo común es de 90 dB, ^[16] lo que implica una ganancia de voltaje de modo común de bucle abierto de aproximadamente 6.

La innovación del Fairchild μA741 fue la introducción de la compensación de frecuencia a través de un condensador integrado (monolítico), lo que simplifica la aplicación del amplificador operacional al eliminar la necesidad de componentes externos para esta función. El condensador de 30 pF estabiliza el amplificador a través de la compensación de Miller y funciona de manera similar a un circuito integrador de amplificador operacional. También se conoce como compensación de polo dominante porque introduce un polo que enmascara (domina) los efectos de otros polos en la respuesta de frecuencia de bucle abierto; en un amplificador operacional 741, este polo puede ser tan bajo como 10 Hz (donde causa una pérdida de -3 dB de ganancia de voltaje de bucle abierto).

Esta compensación interna se proporciona para lograr una estabilidad incondicional del amplificador en configuraciones de retroalimentación negativa donde la red de retroalimentación no es reactiva y la ganancia de bucle es igual o superior a la unidad. Por el contrario, los amplificadores que requieren compensación externa, como el μA748, pueden requerir compensación externa o ganancias de bucle cerrado significativamente superiores a la unidad.

Los pines de compensación nulos se pueden utilizar para colocar resistencias externas (normalmente en forma de los dos extremos de un potenciómetro, con el control deslizante conectado a V _{S –} ) en paralelo con las resistencias de emisor de Q5 y ​​Q6, para ajustar el equilibrio del espejo de corriente Q5/Q6. El potenciómetro se ajusta de forma que la salida sea nula (rango medio) cuando las entradas se ponen en cortocircuito.

Los transistores Q3, Q4 ayudan a aumentar la clasificación V _BE inversa ; las uniones base-emisor de los transistores NPN Q1 y Q2 se rompen alrededor de 7  V, pero los transistores PNP Q3 y Q4 tienen voltajes de ruptura V _BE  de alrededor de 50 V. ^[17]

Las variaciones en la corriente de reposo con la temperatura, o debido a variaciones de fabricación, son comunes, por lo que la distorsión de cruce puede estar sujeta a variaciones significativas.

El rango de salida del amplificador es aproximadamente un voltio menos que el voltaje de suministro, debido en parte a V _BE de los transistores de salida Q14 y Q20.

ElLa resistencia de 25 Ω en el emisor Q14, junto con Q17, limita la corriente Q14 a aproximadamente25 mA ; de lo contrario, Q17 no conduce corriente. La limitación de corriente para Q20 se realiza en la etapa de ganancia de voltaje: Q22 detecta el voltaje a través de la resistencia del emisor de Q19 (50 Ω ); al encenderse, disminuye la corriente de excitación a la base Q15. Es posible que versiones posteriores de este esquema de amplificador muestren un método algo diferente de limitación de la corriente de salida.

Si bien el 741 se utilizó históricamente en equipos de audio y otros equipos sensibles, ahora su uso es poco frecuente debido al mejor rendimiento de ruido de los amplificadores operacionales más modernos. Además de generar un silbido notable, los 741 y otros amplificadores operacionales más antiguos pueden tener índices de rechazo de modo común deficientes y, por lo tanto, a menudo introducirán zumbidos de red transmitidos por cables y otras interferencias de modo común, como clics de interruptores , en equipos sensibles.

El 741 se ha convertido en un circuito integrado de amplificador operacional genérico (como μA741, LM301, 558, LM324, TBA221, o un reemplazo más moderno como el TL071). La descripción de la etapa de salida del 741 es cualitativamente similar para muchos otros diseños (que pueden tener etapas de entrada bastante diferentes), excepto:

• Algunos dispositivos (μA748, LM301, LM308) no están compensados ​​internamente (requieren un capacitor externo desde la salida hasta algún punto dentro del amplificador operacional, si se usan en aplicaciones de ganancia de bucle cerrado baja).
• Algunos dispositivos modernos tienen capacidad de salida riel a riel , lo que significa que la salida puede variar desde unos pocos milivoltios del voltaje de suministro positivo hasta unos pocos milivoltios del voltaje de suministro negativo. ^[10]

Los amplificadores operacionales se pueden clasificar según su construcción:

• discreto, construido a partir de transistores individuales o tubos/válvulas ,
• híbrido, compuesto de componentes discretos e integrados ,
• circuitos integrados completos : los más comunes, que han desplazado a los dos anteriores debido a su bajo coste.

Los amplificadores operacionales de CI se pueden clasificar de muchas maneras, entre ellas:

• Grado del dispositivo, incluidos los rangos de temperatura de funcionamiento aceptables y otros factores ambientales o de calidad. Por ejemplo: LM101, LM201 y LM301 hacen referencia a las versiones militar, industrial y comercial del mismo componente. Los componentes de grado militar e industrial ofrecen un mejor rendimiento en condiciones adversas que sus contrapartes comerciales, pero se venden a precios más altos.
• La clasificación por tipo de paquete también puede afectar la resistencia ambiental, así como las opciones de fabricación; los paquetes DIP y otros paquetes con orificios pasantes tienden a ser reemplazados por dispositivos de montaje en superficie .
• Clasificación por compensación interna: los amplificadores operacionales pueden sufrir inestabilidad de alta frecuencia en algunos circuitos de retroalimentación negativa a menos que un pequeño capacitor de compensación modifique las respuestas de fase y frecuencia. Los amplificadores operacionales con un capacitor incorporado se denominan compensados ​​y permiten que los circuitos por encima de una ganancia de bucle cerrado especificada sean estables sin un capacitor externo. En particular, los amplificadores operacionales que son estables incluso con una ganancia de bucle cerrado de 1 se denominan con ganancia unitaria compensada .
• Hay disponibles versiones simples, duales y cuádruples de muchos circuitos integrados de amplificadores operacionales comerciales, lo que significa que se incluyen 1, 2 o 4 amplificadores operacionales en el mismo paquete.
• Los amplificadores operacionales de entrada (y/o salida) riel a riel pueden funcionar con señales de entrada (y/o salida) muy cerca de los rieles de la fuente de alimentación. ^[10]
• Los amplificadores operacionales CMOS (como el CA3140E) proporcionan resistencias de entrada extremadamente altas, más altas que los amplificadores operacionales de entrada JFET , que normalmente son más altos que los amplificadores operacionales de entrada bipolar .
• Los amplificadores operacionales programables permiten ajustar la corriente de reposo, el ancho de banda, etc., mediante una resistencia externa.
• Los fabricantes a menudo comercializan sus amplificadores operacionales según su propósito, como preamplificadores de bajo ruido, amplificadores de ancho de banda amplio, etc.

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El uso de amplificadores operacionales como bloques de circuitos es mucho más fácil y claro que especificar todos sus elementos de circuito individuales (transistores, resistencias, etc.), ya sea que los amplificadores utilizados sean circuitos integrados o discretos. En una primera aproximación, los amplificadores operacionales se pueden utilizar como si fueran bloques de ganancia diferencial ideales; en una etapa posterior, se pueden establecer límites en el rango aceptable de parámetros para cada amplificador operacional.

El diseño de circuitos sigue las mismas pautas para todos los circuitos electrónicos . Se redacta una especificación que determina lo que se requiere que haga el circuito, con límites permitidos. Por ejemplo, se puede exigir que la ganancia sea 100 veces mayor, con una tolerancia del 5% pero una deriva de menos del 1% en un rango de temperatura especificado; la impedancia de entrada no debe ser menor a un megaohmio ; etc.

Se diseña un circuito básico, a menudo con la ayuda de una simulación de circuitos electrónicos . Luego se eligen amplificadores operacionales y otros componentes específicos disponibles en el mercado que cumplan con los criterios de diseño dentro de las tolerancias especificadas a un costo aceptable. Si no se pueden cumplir todos los criterios, es posible que sea necesario modificar la especificación.

Luego se construye y prueba un prototipo; se pueden realizar cambios adicionales para cumplir o mejorar la especificación, alterar la funcionalidad o reducir el costo.

Es decir, el amplificador operacional se utiliza como comparador de voltaje . Tenga en cuenta que un dispositivo diseñado principalmente como comparador puede ser mejor si, por ejemplo, la velocidad es importante o se puede encontrar un amplio rango de voltajes de entrada, ya que dichos dispositivos pueden recuperarse rápidamente de estados de encendido o apagado ("saturados").

Se puede obtener un detector de nivel de voltaje si se aplica un voltaje de referencia V _ref a una de las entradas del amplificador operacional. Esto significa que el amplificador operacional está configurado como un comparador para detectar un voltaje positivo. Si el voltaje que se va a detectar, E _i , se aplica a la entrada (+) del amplificador operacional, el resultado es un detector de nivel positivo no inversor: cuando E _i está por encima de V _ref , V _O es igual a + V _sat ; cuando E _i está por debajo de V _ref , V _O es igual a − V _sat . Si se aplica E _i a la entrada inversora, el circuito es un detector de nivel positivo inversor: cuando E _i está por encima de V _ref , V _O es igual a − V _sat .

Un detector de nivel de tensión cero ( E _i = 0) puede convertir, por ejemplo, la salida de una onda sinusoidal de un generador de funciones en una onda cuadrada de frecuencia variable. Si E _i es una onda sinusoidal, una onda triangular o una onda de cualquier otra forma que sea simétrica alrededor del cero, la salida del detector de cruce por cero será cuadrada. La detección de cruce por cero también puede ser útil para activar los TRIAC en el mejor momento para reducir la interferencia de la red eléctrica y los picos de corriente.

Otra configuración típica de los amplificadores operacionales es con retroalimentación positiva, que lleva una fracción de la señal de salida de regreso a la entrada no inversora. Una aplicación importante de esto es el comparador con histéresis, el disparador Schmitt . Algunos circuitos pueden utilizar retroalimentación positiva y negativa alrededor del mismo amplificador, por ejemplo, osciladores de onda triangular y filtros activos .

Debido al amplio rango de respuesta y la falta de retroalimentación positiva, la respuesta de todos los detectores de nivel de lazo abierto descritos anteriormente será relativamente lenta. Se puede aplicar una retroalimentación positiva general externa, pero (a diferencia de la retroalimentación positiva interna que se puede aplicar dentro de las últimas etapas de un comparador diseñado específicamente) esto afecta notablemente la precisión del punto de detección de cruce por cero. Si se utiliza un amplificador operacional de propósito general, por ejemplo, la frecuencia de E _i para el convertidor de onda senoidal a cuadrada probablemente debería ser inferior a 100 Hz. ^{[ cita requerida ]}

En un amplificador no inversor, el voltaje de salida cambia en la misma dirección que el voltaje de entrada.

La ecuación de ganancia para el amplificador operacional es

${\displaystyle V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}).}$

Sin embargo, en este circuito V ₋ es una función de V _out debido a la retroalimentación negativa a través de la red R ₁ R _{2 .} R ₁ y R ₂ forman un divisor de tensión y, como V ₋ es una entrada de alta impedancia, no la carga de forma apreciable. En consecuencia

${\displaystyle V_{-}=\beta V_{\text{out}},}$

dónde

${\displaystyle \beta ={\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}.}$

Sustituyendo esto en la ecuación de ganancia, obtenemos

${\displaystyle V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{\text{in}}-\beta V_{\text{out}}).}$

Resolviendo para :${\displaystyle V_{\text{out}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}=V_{\text{in}}\left({\frac {1}{\beta +{\frac {1}{A_{\text{OL}}}}}}\right).}$

Si es muy grande, esto se simplifica a${\displaystyle A_{\text{OL}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}\approx {\frac {V_{\text{in}}}{\beta }}={\frac {V_{\text{in}}}{\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}}=V_{\text{in}}\left(1+{\frac {R_{2}}{R_{1}}}\right).}$

La entrada no inversora del amplificador operacional necesita una ruta para la corriente continua a tierra; si la fuente de señal no proporciona una ruta para la corriente continua, o si esa fuente requiere una impedancia de carga dada, entonces el circuito requerirá otra resistencia desde la entrada no inversora a tierra. Cuando las corrientes de polarización de entrada del amplificador operacional son significativas, entonces las resistencias de la fuente de corriente continua que impulsan las entradas deben estar equilibradas. ^[18] El valor ideal para las resistencias de retroalimentación (para dar un voltaje de compensación mínimo) será tal que las dos resistencias en paralelo sean aproximadamente iguales a la resistencia a tierra en el pin de entrada no inversora. Ese valor ideal supone que las corrientes de polarización están bien adaptadas, lo que puede no ser cierto para todos los amplificadores operacionales. ^[19]

En un amplificador inversor, el voltaje de salida cambia en dirección opuesta al voltaje de entrada.

Al igual que con el amplificador no inversor, comenzamos con la ecuación de ganancia del amplificador operacional:

${\displaystyle V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}).}$

Esta vez, V ₋ es una función tanto de V _{de salida} como de V _{de entrada} debido al divisor de tensión formado por R _f y R _{de entrada} . Nuevamente, la entrada del amplificador operacional no aplica una carga apreciable, por lo que

${\displaystyle V_{-}={\frac {1}{R_{\text{f}}+R_{\text{in}}}}\left(R_{\text{f}}V_{\text{in}}+R_{\text{in}}V_{\text{out}}\right).}$

Sustituyendo esto en la ecuación de ganancia y resolviendo :${\displaystyle V_{\text{out}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}=-V_{\text{in}}{\frac {A_{\text{OL}}R_{\text{f}}}{R_{\text{f}}+R_{\text{in}}+A_{\text{OL}}R_{\text{in}}}}.}$

Si es muy grande, esto se simplifica a${\displaystyle A_{\text{OL}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}\approx -V_{\text{in}}{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{in}}}}.}$

A menudo se inserta una resistencia entre la entrada no inversora y tierra (para que ambas entradas "ven" resistencias similares), lo que reduce el voltaje de compensación de entrada debido a diferentes caídas de voltaje por la corriente de polarización y puede reducir la distorsión en algunos amplificadores operacionales.

Se puede insertar un condensador de bloqueo de CC en serie con la resistencia de entrada cuando no se necesita una respuesta de frecuencia que baje a CC y no se desea ningún voltaje de CC en la entrada. Es decir, el componente capacitivo de la impedancia de entrada inserta un cero de CC y un polo de baja frecuencia que le da al circuito una característica de paso de banda o paso alto .

Los potenciales en las entradas del amplificador operacional permanecen prácticamente constantes (cerca de tierra) en la configuración inversora. El potencial de operación constante generalmente produce niveles de distorsión que son inferiores a los que se pueden lograr con la topología no inversora.

• Preamplificadores y buffers de frecuencia de audio y video
• amplificadores diferenciales
• diferenciadores e integradores
• filtros
• rectificadores de precisión
• detectores de picos de precisión
• Reguladores de voltaje y corriente
• calculadoras analógicas
• convertidores analógico-digitales
• convertidores de digital a analógico
• fijación de tensión
• Osciladores y generadores de formas de onda
• clíper
• Pinza (insertador o restaurador de CC)
• Amplificadores LOG y ANTILOG

La mayoría de los amplificadores operacionales simples, dobles y cuádruples disponibles tienen una distribución de pines estandarizada que permite sustituir un tipo por otro sin cambios en el cableado. Se puede elegir un amplificador operacional específico por su ganancia de lazo abierto, ancho de banda, rendimiento de ruido, impedancia de entrada, consumo de energía o un compromiso entre cualquiera de estos factores.

1941: Un amplificador operacional de tubo de vacío. Un amplificador operacional, definido como un amplificador de retroalimentación inversora de alta ganancia, acoplado a CC y de propósito general , se encuentra por primera vez en la patente estadounidense 2.401.779 "Amplificador sumador" presentada por Karl D. Swartzel Jr. de Bell Labs en 1941. Este diseño usaba tres tubos de vacío para lograr una ganancia de 90 dB y operaba en rieles de voltaje de ±350 V. Tenía una sola entrada inversora en lugar de entradas inversoras y no inversoras diferenciales, como son comunes en los amplificadores operacionales actuales. A lo largo de la Segunda Guerra Mundial , el diseño de Swartzel demostró su valor al ser utilizado generosamente en el director de artillería M9 diseñado en Bell Labs. Este director de artillería trabajó con el sistema de radar SCR584 para lograr tasas de impacto extraordinarias (cerca del 90%) que no habrían sido posibles de otra manera. ^[20]

1947: Un amplificador operacional con una entrada explícita no inversora. En 1947, el amplificador operacional fue definido y nombrado formalmente por primera vez en un artículo ^[21] por John R. Ragazzini de la Universidad de Columbia. En este mismo artículo, una nota al pie mencionaba un diseño de amplificador operacional realizado por un estudiante que resultaría ser bastante significativo. Este amplificador operacional, diseñado por Loebe Julie , era superior en una variedad de aspectos. Tenía dos innovaciones importantes. Su etapa de entrada usaba un par de triodo de cola larga con cargas adaptadas para reducir la deriva en la salida y, mucho más importante, fue el primer diseño de amplificador operacional en tener dos entradas (una inversora, la otra no inversora). La entrada diferencial hizo posible toda una gama de nuevas funciones, pero no se usaría durante mucho tiempo debido al auge del amplificador estabilizado por chopper. ^[20]

1949: Un amplificador operacional estabilizado por chopper. En 1949, Edwin A. Goldberg diseñó un amplificador operacional estabilizado por chopper . ^[22] Esta configuración utiliza un amplificador operacional normal con un amplificador de CA adicional que va junto con el amplificador operacional. El chopper obtiene una señal de CA de CC al cambiar entre el voltaje de CC y tierra a una velocidad rápida (60 Hz o 400 Hz). Luego, esta señal se amplifica, rectifica, filtra y alimenta a la entrada no inversora del amplificador operacional. Esto mejoró enormemente la ganancia del amplificador operacional al tiempo que redujo significativamente la deriva de salida y el desfase de CC. Desafortunadamente, cualquier diseño que usara un chopper no podía usar su entrada no inversora para ningún otro propósito. Sin embargo, las características muy mejoradas del amplificador operacional estabilizado por chopper lo convirtieron en la forma dominante de usar amplificadores operacionales. Las técnicas que usaban la entrada no inversora regularmente no serían muy populares hasta la década de 1960, cuando los circuitos integrados de amplificadores operacionales comenzaron a aparecer en el campo.

1953: Un amplificador operacional disponible comercialmente. En 1953, los amplificadores operacionales de válvulas de vacío comenzaron a comercializarse con el lanzamiento del modelo K2-W de George A. Philbrick Researches, Incorporated. La designación de los dispositivos mostrados, GAP/R, es un acrónimo del nombre completo de la empresa. Se montaron dos válvulas de vacío 12AX7 de nueve pines en un encapsulado octal y tenían disponible un complemento de chopper modelo K2-P que efectivamente "utilizaría" la entrada no inversora. Este amplificador operacional se basaba en un descendiente del diseño de 1947 de Loebe Julie y, junto con sus sucesores, iniciaría el uso generalizado de los amplificadores operacionales en la industria.

1961: Un amplificador operacional de circuito integrado discreto. Con el nacimiento del transistor en 1947 y del transistor de silicio en 1954, el concepto de los circuitos integrados se convirtió en una realidad. La introducción del proceso planar en 1959 hizo que los transistores y los circuitos integrados fueran lo suficientemente estables como para ser comercialmente útiles. En 1961, se estaban produciendo amplificadores operacionales discretos de estado sólido. Estos amplificadores operacionales eran efectivamente pequeñas placas de circuito con paquetes como conectores de borde . Por lo general, tenían resistencias seleccionadas a mano para mejorar cosas como el desfase y la deriva de voltaje. El P45 (1961) tenía una ganancia de 94 dB y funcionaba en rieles de ±15 V. Estaba destinado a tratar con señales en el rango de ±10 V.

1961: Un amplificador operacional de puente varactor. Se han tomado muchas direcciones diferentes en el diseño de amplificadores operacionales. Los amplificadores operacionales de puente varactor comenzaron a producirse a principios de la década de 1960. [ ^{23] [24]} Fueron diseñados para tener una corriente de entrada extremadamente pequeña y todavía se encuentran entre los mejores amplificadores operacionales disponibles en términos de rechazo de modo común con la capacidad de manejar correctamente cientos de voltios en sus entradas.

1962: Un amplificador operacional en un módulo encapsulado. En 1962, varias empresas estaban produciendo paquetes encapsulados modulares que podían enchufarse en placas de circuitos impresos . ^{[ cita requerida ]} Estos paquetes eran de importancia crucial, ya que convertían al amplificador operacional en una única caja negra que podía tratarse fácilmente como un componente de un circuito más grande.

1963: Un amplificador operacional monolítico con circuito integrado. En 1963, se lanzó el primer amplificador operacional monolítico con circuito integrado, el μA702, diseñado por Bob Widlar en Fairchild Semiconductor. Los circuitos integrados monolíticos consisten en un solo chip en lugar de un chip y partes discretas (un circuito integrado discreto) o en múltiples chips unidos y conectados en una placa de circuito (un circuito integrado híbrido). Casi todos los amplificadores operacionales modernos son circuitos integrados monolíticos; sin embargo, este primer circuito integrado no tuvo mucho éxito. Problemas como un voltaje de suministro desigual, una ganancia baja y un rango dinámico pequeño frenaron el predominio de los amplificadores operacionales monolíticos hasta 1965, cuando se lanzó el μA709 ^{[25] (también diseñado por Bob Widlar).}

1968: Lanzamiento del μA741. La popularidad de los amplificadores operacionales monolíticos mejoró aún más con el lanzamiento del LM101 en 1967, que resolvió una variedad de problemas, y el lanzamiento posterior del μA741 en 1968. El μA741 era extremadamente similar al LM101, excepto que las instalaciones de Fairchild les permitieron incluir un condensador de compensación de 30 pF dentro del chip en lugar de requerir compensación externa. Esta simple diferencia ha hecho que el 741 sea el amplificador operacional canónico y muchos amplificadores modernos basan su distribución de pines en los 741. El μA741 todavía está en producción y se ha vuelto omnipresente en la electrónica: muchos fabricantes producen una versión de este chip clásico, reconocible por los números de pieza que contienen 741. La misma pieza es fabricada por varias empresas.

1970: Primer diseño de transistores de efecto de campo de alta velocidad y baja corriente de entrada. En la década de 1970, se empezaron a fabricar diseños de transistores de efecto de campo de alta velocidad y baja corriente de entrada utilizando transistores de efecto de campo . Estos serían reemplazados en gran medida por amplificadores operacionales fabricados con transistores de efecto de campo MOSFET en la década de 1980.

1972: Se producen amplificadores operacionales de alimentación de un solo lado. Un amplificador operacional de alimentación de un solo lado es aquel en el que los voltajes de entrada y salida pueden ser tan bajos como el voltaje de alimentación negativo en lugar de necesitar ser al menos dos voltios por encima de él. El resultado es que puede funcionar en muchas aplicaciones con el pin de alimentación negativo del amplificador operacional conectado a la tierra de la señal, eliminando así la necesidad de una fuente de alimentación negativa separada.

El LM324 (lanzado en 1972) fue uno de esos amplificadores operacionales que venía en un encapsulado cuádruple (cuatro amplificadores operacionales separados en un encapsulado) y se convirtió en un estándar de la industria. Además de encapsular múltiples amplificadores operacionales en un solo encapsulado, la década de 1970 también vio el nacimiento de los amplificadores operacionales en encapsulados híbridos. Estos amplificadores operacionales eran, en general, versiones mejoradas de los amplificadores operacionales monolíticos existentes. A medida que mejoraron las propiedades de los amplificadores operacionales monolíticos, los circuitos integrados híbridos más complejos quedaron rápidamente relegados a sistemas que deben tener una vida útil extremadamente larga u otros sistemas especiales.

Tendencias recientes. Recientemente ^{[ ¿cuándo? ]} los voltajes de suministro en circuitos analógicos han disminuido (como lo han hecho en la lógica digital) y se han introducido amplificadores operacionales de bajo voltaje como reflejo de esto. Los suministros de 5 V y cada vez más de 3,3 V (a veces tan bajos como 1,8 V) son comunes. Para maximizar el rango de señal, los amplificadores operacionales modernos suelen tener salida de riel a riel (la señal de salida puede variar desde el voltaje de suministro más bajo hasta el más alto) y, a veces, entradas de riel a riel. ^[10]

Libros

• Amplificadores operacionales para todos ; 5.ª edición; Bruce Carter, Ron Mancini; Newnes; 484 páginas; 2017; ISBN 978-0-12-811648-7 . (PDF de 2 MB - 1.ª edición) 
• Amplificadores operacionales: teoría y diseño ; 3.ª edición; Johan Huijsing; Springer; 423 páginas; 2017; ISBN 978-3-319-28126-1 . 
• Amplificadores operacionales y circuitos integrados lineales: teoría y aplicación ; 3.ª edición; James Fiore; Creative Commons; 589 páginas; 2016. (Texto PDF de 13 MB) (Laboratorio PDF de 2 MB)
• Análisis y diseño de circuitos lineales ; 8.a edición; Roland Thomas, Albert Rosa, Gregory Toussaint; Wiley; 912 páginas; 2016; ISBN 978-1-119-23538-5 . 
• Diseño con Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Analógicos ; 4ta Ed; Sergio Franco; McGraw Hill; 672 páginas; 2015; ISBN 978-0-07-802816-8 . 
• Diseño de audio de pequeña señal ; 2.a edición; Douglas Self ; Focal Press; 780 páginas; 2014; ISBN 978-0-415-70973-6 . 
• Manual de diseño de circuitos lineales ; 1ª edición; Hank Zumbahlen; Newnes; 960 páginas; 2008; ISBN 978-0-7506-8703-4 . (PDF de 35MB) 
• Manual de aplicaciones de amplificadores operacionales ; 1.ª edición; Walt Jung ; Analog Devices & Newnes; 896 páginas; 2005; ISBN 978-0-7506-7844-5 . (PDF de 17 MB) 
• Amplificadores operacionales y circuitos integrados lineales ; 6.ª edición; Robert Coughlin, Frederick Driscoll; Prentice Hall; 529 páginas; 2001; ISBN 978-0-13-014991-6 . 
• Libro de cocina con filtro activo ; 2.ª edición; Don Lancaster ; Sams; 240 páginas; 1996; ISBN 978-0-7506-2986-7 . (PDF de 28 MB - 1.ª edición) 
• Libro de recetas de amplificadores operacionales de circuitos integrados ; 3.ª edición; Walt Jung ; Prentice Hall; 433 páginas; 1986; ISBN 978-0-13-889601-0 . (18 MB PDF - 1.ª edición) 
• Cuaderno de notas del ingeniero: circuitos con circuitos integrados de amplificadores operacionales ; 1.ª edición; Forrest Mims III; Radio Shack; 49 páginas; 1985; ASIN B000DZG196. (PDF de 4 MB)
• Frederiksen, Thomas (1984). Amplificadores operacionales de circuitos integrados intuitivos: desde los conceptos básicos hasta las aplicaciones útiles (1.ª ed.). National Semiconductor .
• Diseño con amplificadores operacionales - Aplicaciones alternativas ; 1.ª edición; Jerald Graeme; Burr-Brown y McGraw Hill; 269 páginas; 1976; ISBN 978-0-07-023891-6 . 
• Aplicaciones de los amplificadores operacionales: técnicas de tercera generación ; 1.ª edición; Jerald Graeme; Burr-Brown & McGraw Hill; 233 páginas; 1973; ISBN 978-0-07-023890-9 . (PDF de 37 MB) 
• Comprensión de los amplificadores operacionales de circuitos integrados ; 1.ª edición; Roger Melen y Harry Garland ; Sams Publishing; 128 páginas; 1971; ISBN 978-0-672-20855-3 . (archivo) 
• Amplificadores operacionales: diseño y aplicaciones ; 1.ª edición; Jerald Graeme, Gene Tobey, Lawrence Huelsman; Burr-Brown y McGraw Hill; 473 páginas; 1971; ISBN 978-0-07-064917-0 . 

Libros con capítulos de amplificadores operacionales

• Aprendiendo el arte de la electrónica: un curso práctico de laboratorio ; 1.ª edición; Thomas Hayes, Paul Horowitz ; Cambridge; 1150 páginas; 2016; ISBN 978-0-521-17723-8 . (La parte 3 tiene 268 páginas) 
• El arte de la electrónica ; 3.ª edición; Paul Horowitz , Winfield Hill; Cambridge; 1220 páginas; 2015; ISBN 978-0-521-80926-9 . (El capítulo 4 tiene 69 páginas) 
• Lecciones de circuitos eléctricos - Volumen III - Semiconductores ; 5.ª edición; Tony Kuphaldt; Open Book Project; 528 páginas; 2009. (El capítulo 8 tiene 59 páginas) (PDF de 4 MB)
• Solución de problemas de circuitos analógicos ; 1.ª edición; Bob Pease ; Newnes; 217 páginas; 1991; ISBN 978-0-7506-9499-5 . (El capítulo 8 tiene 19 páginas) 

Manuales de aplicación histórica

• Manual de aplicaciones analógicas (1979, 418 páginas), Signetics. (OpAmps en la sección 3)

Libros de datos históricos

• Linear Databook 1 (1988, 1262 páginas), National Semiconductor. (OpAmps en la sección 2)
• Manual de datos lineales y de interfaz (1990, 1658 páginas), Motorola. (OpAmps en la sección 2)
• Libro de datos lineal (1986, 568 páginas), RCA.

Fichas de datos históricos

• LM301, amplificador operacional de un solo BJT, Texas Instruments
• LM324, amplificador operacional de cuatro BJT, Texas Instruments
• LM741, amplificador operacional de un solo BJT, Texas Instruments
• NE5532, amplificador operacional BJT doble, Texas Instruments (el NE5534 es similar al modelo simple)
• TL072, amplificador operacional JFET dual, Texas Instruments (TL074 es cuádruple)

Wikimedia Commons tiene medios relacionados con Amplificadores operacionales .

Wikiversidad tiene recursos de aprendizaje sobre Amplificador operacional

El Wikilibro Electrónica tiene una página sobre el tema: Amplificadores operacionales

• Colección de circuitos de amplificadores operacionales - National Semiconductor Corporation
• Amplificadores operacionales: capítulo sobre todo lo relacionado con los circuitos
• Ganancia de bucle y sus efectos en el rendimiento de circuitos analógicos: Introducción a la ganancia de bucle, margen de ganancia y fase, estabilidad de bucle
• Medidas simples de amplificador operacional Archivado 2012-03-20 en Wayback Machine Cómo medir voltaje de compensación, corriente de compensación y polarización, ganancia, CMRR y PSRR.
• Amplificadores operacionales. Texto introductorio en línea de EJ Mastascusa ( Universidad Bucknell ).
• Introducción a las etapas del circuito de amplificador operacional, filtros de segundo orden, filtros de paso de banda de amplificador operacional simple y un intercomunicador simple
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• Predicción de ruido del amplificador operacional (todos los amplificadores operacionales) mediante ruido puntual
• Fundamentos del amplificador operacional Archivado el 2 de junio de 2009 en Wayback Machine
• Historia del amplificador operacional Archivado el 7 de octubre de 2012 en Wayback Machine , desde los tubos de vacío hasta aproximadamente 2002
• Entrevista histórica de Bob Pease sobre el amplificador operacional Loebe Julie
• www.PhilbrickArchive.org – Un repositorio gratuito de materiales de George A Philbrick / Investigadores - Pionero en amplificadores operacionales
• ¿Cuál es la diferencia entre amplificadores operacionales y amplificadores de instrumentación? Archivado el 15 de marzo de 2013 en Wayback Machine , Electronic Design Magazine